этих падений напряжений.
При изменении частоты входного сигнала колебательный контур L5C1
выходит из резонанса и ток Ik во вторичной обмотке не изменяется в фазе с
э.д.с. Eинд. Это объясняется тем, что колебательный контур на частоте выше
или ниже резонанса имеет индуктивное или емкостное сопротивление. Но между
Ik и ЕL5 сохраняется разность фаз, равная 900. В результате этого
напряжение на диоде VD1 увеличивается а на диоде уменьшается. В этом
случае диоды проводят неодинаково, и на выходе компаратора появляется
напряжение.
Изменение частоты входного сигнала в другом направлении приводит к
увеличению ЕVD2 и уменьшению ЕVD1. Появляется выходное напряжение,
полярность которого противоположна полярности напряжения, образующегося в
предыдущем случае.
Однако перед подачей принятого сигнала на детектор, его необходимо
усилить т.к. сигнал очень слаб. Для этого используется малошумящий
усилитель с малым дрейфом.
С выхода фазового детектора сигнал, через усилитель на микросхеме
К224ПП1, поступает на АЦП. С АЦП оцифрованный сигнал с помощью интерфейса
RS-232C поступает на блок ЦПОС.
При относительно медленной передаче сигналов (порядка сотен битов в
секунду) наиболее подходящим является стандарт RS-232C. Этот стандарт
определяет уровни сигналов обеих полярностей, а величины гистерезиса и
времени запаздывания обычно задаются входными формирователями (для
выходного формирователя нужны источники питания отрицательной и
положительной полярностей, а для входного преобразователя это не
обязательно). Типовая структура приведена на рисунке 2.1.2.
1488 RS-232C 8Т16
ТТЛ ТТЛ
330 пФ
рис. 2.2.
Надо отметить, что при конденсаторе нагрузки емкостью 330 пФ
обеспечиваются времена нарастания и спада на уровне менее 1 мкс. Стандарт
RS-232C широко используется при передаче данных между терминальным
оборудованием и ЭВМ со стандартизованными скоростями в диапазоне от 110 до
19200 бит/с. Полный стандарт определяет даже распайку контактных выводов
сверхминиатюрного 25-контактного разъема типа D и обычно используется при
передаче данных в стандарте IEEE422/
Применение ПК в медицинской диагностической аппаратуре не только имеет
своей целью универсализацию используемого врачами оборудования, но и
снижение его стоимости, что особенно актуально дан российской медицины.
Главная проблема, которую решает применение ПК в разрабатываемом приборе -
это возможность построения аппаратуры обработки данных с минимальными
затратами. Возможности современных процессоров позволяют производить
сложные вычисления в реальном масштабе времени, что раньше было под силу
только специализированным цифровым процессорам обработки сигналов (ЦПОС).
2 Разработка принципиальной схемы измерителя
f0 1
3
V (
((
2
4 5 6 7
8
f2
fg
f0
рис 2.3 Структурная схема УЗ измерителя скорости кровотока с
использованием эффекта Допплера.
Измерительный участок этих устройств содержит два установленных на
теле пьезоэлектрических преобразователя 1 и 2 с диаграммами направленности,
пересекающимися на оси кровотока или в точках сечения, где скорость равна
средней скорости потока. Для получения максимальной чувствительности углы
между осями главных лепестков диаграмм направленности преобразователей и
направлением потока устанавливаются дополнительными до 1800. Излучающий
преобразователь 1 возбуждается генератором 4 синусоидальных колебаний.
Непрерывные УЗ колебания с частотой f0 рассеиваются на неоднородностях
потока, которыми могут служить эритроциты в крови. Перемещающиеся вместе с
потоком рассеиватели можно рассматривать как вторичные источники УЗ
колебаний с частотой
f1=f0[pic] ,
где v – скорость перемещения рассеивателя; с – скорость звука в
контролируемой среде; ( - угол ввода УЗ колебаний в поток.
Вторичные УЗ звуковые колебания, возникающие в области 3, достигают
приемный преобразователь 2 и воспринимается как колебания с частотой:
f2=[pic],
Центральная частота доплеровского спектра определяются как разность
fд=f0 – f2=[pic].
Непрерывные УЗ колебания, воспринятые преобразователем 2,
преобразуются в электрические и через усилитель 5 поступают на вход
смесителя 6 частоты, на второй вход которого подается частота возбуждения
f0. Фильтр нижних частот 7 используется для выделения допплеровской частоты
fд, которая регистрируется частотомером 8.
Если учесть, что объемный расход Q через измерительный участок
круглого сечения диаметром D связан со скоростью потока в озвучиваемой
области соотношением:
[pic],
где m – коэффициент, учитывающий несовпадение средней скорости потока со
скоростью рассеивателя, то статическая характеристика допплеровского УЗ
измерителя скорости кровотока может быть представлена в виде
[pic]
Практические схемы допплеровских УЗ измерителей несколько сложнее
изображенной на рис 2.3. В них производится учет «размытия» допплеровского
спектра из-за конечности угловой ширины (( характеристик направленности
преобразователей. Благодаря различию проекций скоростей вторичных
источников УЗ колебаний на границы озвученных областей отраженный от
области 3 сигнал будет содержать спектр частот от [pic] до [pic].
Ширина допплеровского спектра равна:
[pic],
После несложных тригонометрических преобразований:
[pic]=[pic],
откуда следует, что ширина спектра пропорциональна угловой ширине диаграммы
направленности. Увеличение диапазона выходной частоты УЗ расходомера за
счет «размытия» спектра, что в свою очередь, приводит к ухудшению
помехоустойчивости устройства. Для ослабления помех, сопутствующих
отраженному сигналу, в ряде практических реализаций используют
автоматические системы фазовой или частотной подстройки частоты.
К методическим погрешностям допплеровских устройств в первую очередь
относится сильная зависимость измерительной информации от изменений
скорости звука в контролируемой среде. Неравномерность распределения
рассеивателей в озвучиваемом объеме, а также нарушение условия их
гидродинамической пассивности относительно потока приводят к существенной
случайной погрешности. Малый КПД преобразования (отношение энергии
отраженных УЗ колебаний к возбуждению) требует больших мощностей
возбуждения. Для допплеровских измерителей скорости кровотока характерна
сильная зависимость показаний от профиля скоростей в вене или артерии, так
как они не являются датчиками интегрирующего типа.
Практические схемы доплеровских измерителей, основанные на различных
компенсационных методах, не одинаково реализуют приведенные выше
достоинства.
В схеме показанной на рис.2.4, направления УЗ луча и потока составляют
угол, близкий к прямому.
1
2
3 7
4 5 8
9
6
рис. 2.4 Типовая структурная схема измерения сноса УЗ колебаний
Генератор 1 непрерывных колебаний рабочей частоты возбуждает
излучающий пьезопреобразователь 2. Приемный пьезопреобразователь 3
составлен из двух идентичных пьезоэлементов, сориентированных таким
образом, что в неподвижной крови интенсивности УЗ колебания вблизи лицевых
поверхностей одинаковы. С появлением движения скорость звука с и
осредненная по длине луча скорость кровотока v геометрически суммируются, и
направление распространения УЗ колебаний отклоняется от начального на угол
(, величина которого определяется соотношением
(=arcsin v/c(v/c
Для увеличения чувствительности этих устройств УЗ колебания, прежде
чем достичь приемного преобразователя, испытывают несколько отражений от
внутренней поверхности артерии. В этом случае снос луча у лицевой
поверхности приемного преобразователя выражается формулой:
(d=DN((DN(v/c),
где D – внутренний диаметр артерии, N – число отражений УЗ колебаний.
Отношение изменения интенсивностей УЗ колебаний на приемных
пьезоэлементах (I к начальной интенсивности I0 в неподвижной среде можно
считать пропорциональным отношению сноса к средней ширине УЗ луча на
приемном преобразователе, т.е.
[pic],
где k – постоянный коэффициент.
При этом допущении оказывается, что изменение интенсивностей на
приемных пьезоэлементах является мерой скорости потока в озвученной области
среды.
[pic]
Выражая скорость потока через расход, получаем упрощенную статическую
характеристику метода:
[pic],
где m – коэффициент, учитывающий несовпадение средней скорости кровотока со
скоростью усредненной вдоль УЗ луча.
Сигналы с приемных пьезоэлементов поступают на дифференциальный
усилитель 4, выходное напряжение которого выпрямляется с помощью детектора
5 и регистрируется индикатором 6.
Для исключения зависимости выходного напряжения от скорости звука
схему обычно дополняют импульсно-циклическим измерителем скорости звука и
арифметическим устройством для коррекции результатов измерений. импульсно-
циклический скоростемер включает в себя дополнительный пьезопреобразователь
7, излучающий импульсы перпендикулярно оси артерии, и генератор 8
возбуждающих импульсов, образующих единую замкнутую цепь – «синхрокольцо».
В системе «синхрокольца» каждый УЗ импульс, отразившись от стенки артерии,
воспринимается преобразователем 7 и вновь запускает генератор. Частота
следования импульсов в этом устройстве, пропорциональная скорости звука в
контролируемой среде, вместе с выходной информацией измерителя сноса
поступает на вход арифметического устройства 9, корректирующего результаты
измерений. Однако, поскольку контролируемая среда – кровь – имеет вполне
определенную скорость распространения звука, то данная схема не
представляет собой актуальную разработку.
Фазовый метод измерения характеризуется использованием непрерывных УЗ
колебаний. В основе фазовых схем лежит сопоставление сдвига фаз колебаний,
прошедших через поток. Статическая характеристика фазовых УЗ измерителей
имеет вид:
[pic] ((=[pic]
Схемы фазового метода имеют много реализаций. Например:
( 6
1 2
3 4 5
7 8
рис.2.5 Схема электронной коррекции в фазовых УЗ скорости кровотока
Первичный преобразователь этого УЗ прибора имеет два измерительных
участка 1 и 2, содержащие волноводы в виде призм. Излучающие
преобразователи возбуждаются генератором 3 непрерывных УЗ колебаний через
широтно-импульсный модулятор 4, на низкочастотный вход которого от
управляющего генератора 5 поступают прямоугольные импульсы длительностью
(1. Прямоугольные пакеты колебаний, пройдя контролируемую среду,
преобразуются приемными преобразователями в электрические сигналы и
подаются на вход коммутатора 6. Управляющие входы коммутатора и фазометра 7
подключены к инвертирующему выходу управляющего генератора, который
открывает их на время (2=Т-(1, где Т – период следования управляющих
импульсов. Длительности пакетов приемных сигналов меньше излученных и
составляют:
(П1=Т – t1 - (2,
(П2=T – t2 - (2,
где (2 – задержка в волноводе.
С увеличением скорости звука пакеты импульсов, поступающие на
фазометр, расширяются, а длительности импульсов в них, определяемые
разностью фаз колебаний, уменьшаются. Фазометр нормирует амплитуды
импульсов в пакетах на уровне Uф и усредняет их, поэтому напряжение,
регистрируемое вольтметром 8, остается неизменным при колебаниях скорости
звука в среде.
Оптимальное значение периода управляющих импульсов Т, при котором
происходит полная автоматическая компенсация показаний устройства,
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15
|